--- 格式版本: 2 标题: "从48V:1V到800V:1V，下一代AI服务器电源技术的深度拆解" 原文链接: "http://mp.weixin.qq.com/s?__biz=Mzg4OTA3Mzk1Nw==&mid=2247580162&idx=1&sn=da39faf391e8e47b642e0e9ae2d1365f&chksm=cee5e4a20a826b265bf27b8a90011928936e849f867fce0a1a0a82d36714bd0e7ca7d1d45b10&scene=126&sessionid=0#rd" 发布日期: "2026-07-31" 发布时间校准状态: "found" 发布时间需复核: "否" 发布时间来源: "llm:local:wechat_script_publish_field" 发布时间证据: "create_time: 2026-07-31" 发布时间校准原因: "候选c1来自微信脚本发布字段，直接对应文章发布时间，无其他干扰因素。" 发布时间校准置信度: "1" 发布时间候选数量: 1 发布时间严格候选数量: 0 发布时间原页读取状态: "原页面已读取" 发布时间未找到原因: "" 发布时间校准时间: "2026-08-01T01:09:13+08:00" 发布时间仲裁状态: "confirmed" 发布时间仲裁尝试次数: 1 发布时间仲裁耗时毫秒: 3381 发现时间: "2026-08-01T01:08:52+08:00" 入库时间: "2026-07-31T17:09:16.603Z" 来源平台: "次幂公众号" 搜索渠道: "cimidata_wechat" 搜索词: "CDCC" 匹配关键词: - "800V" - "电源" - "AI服务器" - "GPU" - "XPU" - "量产" - "交付" - "部署" - "性能" - "带宽" 相关厂家: [] 相关专家: [] 内容类型: "公众号" 抓取工具: "次幂公众号详情" 清洗工具: "次幂 HTML 转 Markdown + Defuddle/Readability 正文提取" 原始附件: [] AI优质: "是" AI打分: 75 AI分档: "高置信优质" AI质检状态: "通过" AI打分理由: "深度拆解AI服务器电源从48V到800V的架构演进，核心聚焦超节点/AI Rack供电系统，技术细节扎实（矩阵变压器、混合SC、LLC等），来源为专业媒体转载，但无近期商业落地信号，新颖性中等。" AI质检模型: "deepseek-v4-flash" AI质检时间: "2026-08-01T01:25:11+08:00" AI主题相关性: 20 AI来源权威性: 10 AI新颖性: 12 AI技术细节: 20 AI商业部署信号: 5 AI完整性: 8 采集批次: "2026年8月1日0点30分08秒" 采集批次ID: "20260801-003008-526" 去重键: "http://mp.weixin.qq.com/s?__biz=Mzg4OTA3Mzk1Nw%3D%3D&idx=1&mid=2247580162&sn=da39faf391e8e47b642e0e9ae2d1365f" --- ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_jpg/LUcPicZ9wicrQh3NCUGaMZHj131OIicibTJ6v2qiaMUmX2rLuWA1QqT2cBMGwbAqLL2LFfamgDYMRO30rbmiczmzlgpXtiaf7fNAkv4Zl7J96ibohMY/640?wx_fmt=jpeg) III. LV-PDN 架构与大降压比 DC–DC 变换器 译 者 说 当机架母线从48V抬到800V，DC-DC转换器要实现的不再是常规的48:1降压，而是800:1的“极限操作”——相当于要把百米高的水压直接稳到一米，还要在指甲盖大小的板卡上跑出千瓦级功率。更棘手的是，AI负载的瞬态跳变比传统云业务剧烈十倍，容不得一丝电压波动。于是我们看到了各种“黑科技”的堆叠：用矩阵变压器把磁芯拆成多个单元均摊电流，用开关电容网络省掉笨重电感，用TLVR动态电感在瞬态时自动降低感量提速。但本质上，这都是“戴着镣铐跳舞”：要在隔离要求、EMC限制、散热边界下，把功率密度、效率、动态响应都推到物理极限。 前篇回顾：[从48V到800V：AIDC供电架构正在经历三代范式跃迁](https://mp.weixin.qq.com/s?__biz=Mzg4OTA3Mzk1Nw==&mid=2247580121&idx=1&sn=d928c8f6a0d49da084972cf71dadea1b&scene=21#wechat_redirect) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_jpg/LUcPicZ9wicrQh3NCUGaMZHj131OIicibTJ6v2qiaMUmX2rLuWA1QqT2cBMGwbAqLL2LFfamgDYMRO30rbmiczmzlgpXtiaf7fNAkv4Zl7J96ibohMY/640?wx_fmt=jpeg) III. LV-PDN 架构与大降压比 DC–DC 变换器 第二节中提出的首个架构性转变，是向更高机柜内直流母线电压的演进，以支持兆瓦级算力的机架。这一机柜内母线电压的提升，从根本上改变了托盘级电源分配网络（PDN）架构及其配套功率变换器的设计要求。 受限于其独特且严苛的设计约束，为PDN 设计功率变换器一直是电力电子领域中极具挑战性的热门研究方向。由于 IT 负载需要在亚伏级电压下汲取数百乃至数千安培的电流，从机柜母线电压向下一级低压的转换必须在物理位置上紧邻 IT 负载完成。这就要求 PDN 功率变换器必须与 IT 负载共址部署。此外，鉴于 xPU 内核、存储器件等 IT 托盘负载对电压噪声高度敏感，电压调节器（VR）需紧贴负载放置，以实现精准的电压调控。因此，PDN 功率变换器被集成在 IT 托盘之上，如图 1(b) 和图 4 所示。然而，这种布局方式也带来了以下独特的设计要求： - 受限于 IT 托盘空间，功率密度需极高； - 效率需极高； - 因 IT 负载易受电磁干扰（EMI），电磁兼容性（EMC）要求严苛； - 面对动态极强的 AI 训练负载，瞬态动态性能需优异。 传统PDN 架构如图 4 所示。尽管单级 PDN 架构在提升效率与功率密度方面具备潜力，但要实现所需的大降压比，离不开复杂的变换器拓扑与先进的控制策略。相比之下，带中间母线的两级架构凭借更高的实现灵活性与更优的瞬态性能，得到了广泛应用。 在传统 PDN 架构（见图 4）中，ELV-IBC（安全特低电压中间总线变换器）将 ELV 直流母线电压降至中间母线电压 VIB，典型值为 12 V。ELV-IBC 属于非稳压型变换器，核心目标是高效功率转换。由于其运行过程通常不涉及主动调压，常被称为“直流变压器”。PDN 的第二级为电压调节器（VR），如图 4 所示。一般而言，VR 采用多相 Buck 变换器实现。受限于多相 Buck 变换器所需的大体积电感，VR 占据了 GPU 板卡的大部分面积，留给 IBC 的布板空间极为有限。VR 负责将 VIB 进一步降至 IT 托盘内不同负载所需的更低电压（例如 xPU 内核所需的亚伏级电压）。需指出的是，IT 托盘内（包括 xPU 板上）通常需要多种电压等级，因此不同负载需配置专用的 VR。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrTz0NGMu7hkVEBJJjHhEqBlEeJBG5KdmeLNdIibGBIYnNOLQMYuCqMiaAQgtsAg8VYptuibbQeqCPLyibs1Wn5KX4jAibeVmiasHYuIQ/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图4：传统 ELV（48 V）IT 托盘的典型两级托盘级 PDN 随着数据中心架构向更高机柜内母线电压演进（见图 3），必须开发原生适配低压直流（如 800 V）机柜母线的下一代 PDN（即 LV-PDN）架构及其配套功率变换器。这些下一代 PDN 架构与变换器在满足前述各项设计要求的同时，还必须实现显著更高的电压变比。例如，在采用 48 V 直流机柜母线的传统机架中，PDN 仅需约 48:1 的降压比即可获得 1 V 输出，这一指标相对温和；相比之下，原生适配 800 V 机柜母线的 PDN 及其功率变换器需实现 800:1 的降压比才能降至 1 V，较传统 PDN 所需变比提升了约 17 倍。因此，系统梳理能够应对下一代 PDN 设计中这一独特挑战的 PDN 架构与功率变换器拓扑显得尤为关键。 表I：传统 ELV-PDN 与 LV-PDN 的设计需求对比 PDN 类型 传统 ELV-PDN LV-PDN 机架内母线电压 ELV 直流（例如，48 V） LV 直流（例如，800 V） 功率密度 高 极高 EMI/EMC 要求 中等 极高（更高电压） 瞬态动态性能 高 极高（更高机架功率） 电压转换比 中等 极高 电气隔离 可选 优选 表 I 汇总了传统 ELV 机架所用 ELV-PDN 与采用低压机柜直流母线的 LV-PDN 在设计要求上的核心差异。对比表明，LV-PDN 并非现有 ELV-PDN 设计的简单延伸或等比例放大，而是架构与功率变换器设计层面的根本性革新。第三节 A 部分将综述可应用于原生适配低压直流机柜母线电压的下一代 LV-PDN 架构；后续小节将重点讨论可作为下一代 LV-PDN 基础单元的大降压比变换器拓扑。 A. 下一代 LV-PDN 架构 图 5 展示了三种适用于下一代 LV-PDN 的架构。第一种方案（见图 5[a]）是在传统 ELV-PDN 基础上演进而来的三级 LV-PDN 架构。第一级为 LV-IBC（低压中间总线变换器），负责将机柜内低压直流母线电压转换为第一级中间母线电压 VIB,1，如图 5(a) 所示。若将 VIB,1 设定为传统 ELV-PDN 常用的 48 V，则 LV-PDN 的其余部分可直接沿用现有的 ELV-PDN 设计。具体而言，图 5(a) 中 LV-PDN 的绿色阴影区域即对应于图 4 所示的传统 PDN。该 LV-PDN 架构的主要优势在于，仅通过增加一级变换（即 LV-IBC），即可充分复用成熟且普及的现有技术。然而，该架构包含两级 IBC 变换环节，限制了 LV-PDN 可达到的功率密度与效率——而这两者均为 PDN 的关键设计指标。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrQ1Uic0OhMzAfY8IB3b68ic21y5UhfVvcJJbre6KicbkKODZyxv3ddyLgeReibtg1gbjOv4uL3djqKEzpOibLhiahhgmP4yBrom8HlYw/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图 5：适用于 LV IT 托盘的不同托盘级 PDN 架构。(a) 含两级 IBC 的三级 PDN；(b) 含一级 IBC 的两级 PDN；(c) 单级 PDN，采用单个 LV 电压调节器（LV-VR），直接将 LV 直流母线电压转换为适配 IT 负载的电压（如亚伏级电压）。 第二种 LV-PDN 架构为两级架构，其拓扑结构与图 4 所示的传统 ELV-PDN 相同。第一级为 LV-IBC，负责将机柜内低压直流电压转换为中间母线电压 VIB；第二级为 VR，用于精确调节 IT 负载所需的输出电压。两级架构的优势在于：LV-IBC 可针对高电压转换效率进行优化设计，而 VR 则可专注于实现快速的动态调控性能。若将 VIB 选为与传统 ELV-PDN（见图 4）一致的 12 V，则可直接复用现有的成熟 VR 技术。然而，为了充分挖掘两级 LV-PDN 架构的性能潜力，VIB 的最优取值值得重新审视。事实上，现有文献已探讨了多种偏离传统 12 V VIB 的取值方案（如 24 V、6 V、4 V、3.3 V 及 1.8 V）。 一般而言，提高VIB 可降低 IBC 与 VR 之间的传导损耗，使得 IBC 可部署在距离 VR 更远的位置。 但由于施加在 VR 上的输入电压升高，VR 的开关损耗随之增加，限制了其可达到的最高开关频率，进而劣化了动态性能。此外，较低的开关频率会导致滤波元件体积增大，制约了 VR 的功率密度。 反之，降低VIB 可显著减小 VR 的开关损耗，从而支持更高的开关频率、更小的滤波元件以及更宽的控制带宽。 然而，较低的 VIB 会导致 IBC 与 VR 之间的传导损耗上升，迫使 IBC 必须紧邻 VR 放置。同时，IBC 需要具备更高的电压变比，使其设计难度大幅增加。随着机柜母线电压从 ELV（如 48 V）向 LV（如 800 V）迈进，这一挑战在未来数据中心中尤为突出——IBC 所需实现的电压变比将进一步提升。因此，综合考虑对 LV-PDN 整体性能的影响，确定两级 LV-PDN 的最优 VIB，仍是一个开放性的研究课题。 第三种 LV-PDN 架构为单级架构，如图 5(c) 所示。在该架构中，单一的 DC–DC 变换器（在图 5[c] 中记为 LV 电压调节器，LV-VR）必须同时实现高电压变比与精准的输出电压调节。得益于变换级数的减少，该架构可实现最低的元器件数量。此外，由于 LV 直流母线电压直接在紧邻 IT 负载处降至亚伏级，消除了多级 PDN 架构中 IBC 与负载之间存在的额外传导损耗，从而提升了 PDN 的整体效率。某主流 VR 供应商已验证，在传统 ELV-PDN 中采用 48 V 直降至 1 V 的方案，单个数据中心每年可节省约 50 万美元电费。 然而，采用单级 LV-PDN 架构也引入了若干挑战。受限于极高的电压变比（例如从 800 V 降至亚伏级），LV-VR 必须在极低占空比下运行，这可能导致变换器内部损耗分布不均并降低可靠性。此外，具有更高阻断电压 VB（即额定电压）的开关器件往往表现出更高的导通损耗与开关损耗。例如，研究表明开关损耗近似遵循 Psw∝VB3 的标幺关系。这种开关器件特性的固有趋势限制了 LV-VR 可达到的开关频率，可能劣化其动态性能。从整个 IT 托盘的视角来看，PDN 中缺乏中间母线意味着需要配置多个独立的 LV-VR 以支撑不同负载，如图 5 所示。鉴于采用高 VB 器件的变换器性能普遍受限，在空间极度受限的 IT 托盘上集成多个此类 LV-VR 面临巨大挑战。 除 PDN 架构选型外，为下一代 LV IT 托盘选择最优 PDN 的另一关键考量因素，是电气隔离（galvanic isolation）的需求及其工程实现。IT 托盘必须支持热插拔，即在无需切断机架级供电（即机架母线保持带电）的情况下进行插拔操作。在传统 ELV-PDN 中，典型的 48 V 母线电压属于安全特低电压（即触摸安全），因此机架母线与 IT 托盘之间无需电气隔离，允许采用非隔离型变换器方案。然而，当母线电压从 ELV（如 48 V）提升至 LV（如 800 V）这一非触摸安全等级时，在 PDN 及其变换器中引入电气隔离的需求，必须纳入 LV-PDN 架构的选型考量。目前尚无专门的标准明确规范 LV IT 托盘及 LV-PDN 中功率变换器的电气隔离要求。此外，若确需电气隔离，其在多级 PDN 架构（如图 5）中的具体位置（哪一级实现隔离）亦需审慎评估。 本小节综述了适用于 LV IT 托盘的三种 PDN 架构及其各自的优势与挑战，并指出电气隔离需求及其在下一代 LV-PDN 中的工程实现是一个重要的未来研究方向。接下来的三个小节将回顾当前前沿文献中报道的、具备大降压能力的高性能变换器拓扑。 B. 降压型衍生变换器拓扑 Buck（降压）变换器是实现输入电压降压的最简拓扑。其高开关频率能力与脉冲宽度调制（PWM）运行机制使其能够获得较高的控制带宽，因而非常适合作为对动态性能要求极高的托盘级 PDN 末级变换器。然而，当需要高电压变比时，传统 Buck 变换器将面临极低的占空比，导致输出电流纹波剧增且效率低下。为此，学术界提出了大量旨在提升 Buck 变换器电压变比的改进方案。 1) 采用抽头电感或耦合电感的 Buck 变换器： 实现 Buck 变换器高变比的第一类方案是用抽头电感或耦合电感取代传统输出电感。 得益于抽头或耦合电感的匝比，该类变换器能实现远高于传统 Buck 变换器的电压变比。然而，这类 Buck 衍生拓扑存在严重的电压尖峰问题，必须引入钳位电路加以抑制。此外，这些拓扑在动态特性上本征地引入了一个右半平面零点（即非最小相位行为），这使得稳定性分析与控制器设计变得更为复杂。 除了实现高电压变比外，由于 xPU 通常表现出剧烈的动态负载跳变，托盘级 PDN 中的 DC–DC 变换器还必须具备优异的动态性能。虽然 Buck 或 Buck 衍生变换器可通过高频 PWM 运行提供尚可的动态性能，但其固有的动态响应本质上受限于输出电感。减小输出电感虽能加快对负载瞬变的响应速度，但同时会导致峰峰值电流纹波大幅增大，进而引起开关损耗、交流导通损耗及磁芯损耗的增加。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrToPpd5vOC8QAkIDVThbtVSYDSibGdE7y34P4OY82rFG0NJWMc3KU3FBicl5GwDoNedE82hayddHFM9Grba60mN2qmX29F1iaHPc4/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrQYamdXILsR9HJjCYluhBribNOQvEc0tmxumbuvibDtOljnBLT6D4cTONKPr5JhZghDPkias03CaLP9Ts64uWicBBczm8IopFQKRPg/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrQksHpdghryAvHdiaBv7icibOVPBD9O6E6PzwKEjUiaSicBvKWuhGL7chjXS6S6GGxt4JHJ8TNnFgKXBQ9ibB1OwIrR6u0k5WwCPHRNU/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图 6：三类不同的 Buck 衍生变换器拓扑。(a) 采用抽头或耦合电感的 Buck 变换器；(b) 具备快速动态响应的跨电感电压调节器（TLVR）；(c) 串联电容式 Buck 变换器。 为在不引入额外控制复杂度的前提下突破这一固有权衡，一种源自多相耦合电感 Buck 变换器的拓扑应运而生。由于该拓扑常作为电压调节器使用，通常被称为跨电感电压调节器（TLVR）。在该拓扑中，有效瞬态电感在负载阶跃期间被动态减小，从而实现更快的动态响应。附加的补偿电感（Lcomp）可主动促进相间电流重新分配，显著提升了工业量产的可扩展性与可制造性。因此，TLVR 打破了长期存在的理论带宽限制，在不牺牲稳态特性的前提下实现了卓越的瞬态性能。 2) 串联电容式 Buck 变换器： 实现 Buck 变换器高变比的第二类方案是引入串联电容。这类 Buck 衍生拓扑通常被称为串联电容式 Buck 变换器。最初被称为双降压（double step-down buck）变换器，文献 [YY] 进一步讨论了其多相运行的扩展形式。串联电容在此充当直流电压源，降低了开关器件的电压应力，从而有效提升了可实现的电压变比。开关器件电压应力的降低带来了更低的开关损耗与更高的效率。由于电感表现为电流源特性，串联电容可在无电流尖峰的情况下完成充电，这一特性常被称为软充电（soft charging）。此外，串联电容式 Buck 变换器还具有减小电感电流纹波及实现相间自然均流的优势。 近期的串联电容式 Buck 拓扑倾向于将耦合电感与串联电容相结合。这种混合方法集成了抽头/耦合电感式 Buck 变换器与串联电容式 Buck 变换器的双重优势，能够实现极高的电压变比、降低电压应力并实现相间自然均流。通过协同利用磁件与容性元件，还可实现软开关。此外，文献报道了一种融合串联电容式 Buck 变换器与 TLVR 理念的混合拓扑，在实现高电压变比的同时兼顾了快速动态响应。 C. 基于开关电容网络的混合变换器 与基于磁性元件的方案相比，开关电容（SC）网络能够实现更高的电压变比与功率密度，这是因为电容的功率密度显著高于电感。磁性元件通常决定了功率变换器的体积，因此减少或消除磁性元件为提升功率密度提供了巨大潜力。然而，纯 SC 网络通常仅支持固定的电压变比，这限制了其输出电压调节能力。此外，由于不同电压等级的多个电容并联连接，充放电过程中会发生电荷再分配。SC 网络中由这种电荷再分配引起的损耗被称为电荷共享损耗（charge-sharing losses）。为缓解电荷共享损耗，必须选用超大容值的电容或提升开关频率，但这二者都会导致功率转换性能欠佳。因此，业界普遍在 SC 网络中引入小型磁性元件，由此产生了混合 SC 变换器。 在混合 SC 变换器中引入小型磁性元件可实现软充电并改善电压调节性能。凭借其高电压变比与极高的功率密度，混合 SC 变换器已成为托盘级 PDN 应用的研究热点。下文将综述文献中报道的、适用于 PDN 应用（如图 1[b] 中的 IBC 与 VR）的三类混合 SC 变换器。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrTB7icFChvO9JhNN5Q8so54iceDcHlMzjSdaYFLYUARJ8lhkN3oBBckdE9iboaKEzHvfFfGBhg7qmhCp0RwchKUHBYvz9nITtiaTQg/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrQdm8mhSMRhAENyVdoZJ1UGwORtz8DzGGjJqw8sNOpPZ0NSZYp8B7WDibbdZFcHCcnh96Fc0Tj9L23DgmBicdEYNLRL7K94r8icNE/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrS5JYfwFxWBcSEYUCsib3wSqEutAeYDlRshrGumB77Tod6wSH6f3Lq02Ljm0BiaBkWK5Y2RJiamjP2aRhEdF5vCgGy72LxPUjI0fA/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图 7：三类混合 SC 变换器。(a) 与感性变换器融合（或级联）。该混合 SC 变换器拓扑通常包含非稳压型 IBC；(b) 带有输入/输出电感的 SC 网络；(c) 含 LC 谐振腔的混合 SC 网络。 1) 级联式变换器： 构建混合 SC 变换器的第一类方案是将 SC 网络与感性变换器（如 Buck 变换器）进行融合，如图 7(a) 所示。第一级为 SC 网络，负责实现高比例降压。受限于 SC 网络固有的固定电压变比特性，其输出通常为未经稳压的中间母线电压（如图 7[a] 红色阴影区域所示）。随后，Buck 变换器或其他基于磁性元件的变换器接收该非稳压中间母线电压，并将其转换为经过精密稳压的输出电压。 2) 直接与电感或感性负载连接： 尽管将 SC 网络与感性变换器（如 Buck 衍生变换器）级联能够实现高电压变比、电容软充电及精准的输出稳压，但此类拓扑本质上等同于两级架构，会引入额外的损耗并限制功率密度的进一步提升。作为一种替代方案，可不采用级联方式，而是将磁性元件直接接入 SC 网络的输入端、输出端（或同时接入两端），如图 7(b) 所示。即便仅使用一个电感，该混合 SC 网络也能具备软充电和谐振（即软开关）特性，从而提升变换器效率。然而，由于该电感需承载全部负载电流，其热设计与体积缩减面临巨大挑战。此外，受限于电感在这些拓扑中的集中式布局，实现 SC 网络中所有电容的软充电较为困难，限制了此类拓扑的可扩展性。需注意，此类拓扑中的电感亦可由变压器或感性负载替代。 3) 含分布式电感的混合开关电容网络： 另一类混合 SC 变换器拓扑将小型电感分布式地嵌入 SC 网络中，形成混合 SC 网络，如图 7(c) 所示。电感的分布式特性使得变换器内所有电容更易实现软充电，从而提升了拓扑的可扩展性。然而，经典混合 SC 变换器的性能对元器件非理想特性较为敏感，且器件电压应力较高。对此，一种名为开关电容槽式变换器（switch tank converter）的先进拓扑被提出并得到了优化。该变换器通过组合两个基本模块（即钳位电容模块与谐振槽模块）来实现拓扑的扩展，确保了良好的可扩展性。同时，得益于该拓扑中的钳位电容模块，开关器件的电压应力得以最小化。该拓扑面临的一个挑战是其不具备自启动能力。若无恰当的启动策略，开关电容槽式变换器内的器件可能承受过高的电压与电流应力。一种潜在的解决方案是引入额外的 Buck 变换器作为其前级，但这将以增加功率变换级数为代价。 D. 基于隔离变压器的变换器 在采用 ELV（48 V）母线的传统机架中，由于 ELV 被视为触摸安全电压，通常无需电气隔离。然而，在工业领域，基于变压器的隔离型 DC–DC 变换器是实现高电压变比的公认成熟方案。在数据中心应用场景中，有源钳位正激变换器以及基于半桥和全桥的隔离型 DC–DC 变换器，通常被用作托盘级 PDN 上的 DC–DC 变换器。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrRvEKwfPUziaax2ZmCEGb0m2Nca7ia8UflcjyKNMicVcDWtvFpchEia2iasd3xibklRoXYl5ibWWrJfzlKvN21MRh2fx6m8VZ95Ilx2LU/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrQk4oGqzh5dMOGVibiaOgfRurYCIAzAeR6LAKfuUD1VShUosVzhzTrdMwdMZAtaG7Ate0JmpwROdHACkqFXicw2NGHnDFRnrTeZAg/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrTzerVQw54ckhAbUiaoFiawIb5QmDUYaVJhNg8g1xWHucJapWZNicxmUdoDZl88w3UXZicAkXaJhu5hX1IvkHMfJxWlfibltned2y7o/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图8：不同类型的非谐振隔离型变换器。(a) 有源钳位正激变换器；(b) 一次侧：半桥变换器（蓝色区域），二次侧：倍流整流器（红色区域）；(c) 一次侧：全桥变换器（绿色区域），二次侧：全桥整流器（橙色区域）。 1) 非谐振变换器： 最简单的有源钳位正激变换器如图 8(a) 所示。凭借结构简单、占空比调节范围宽以及具备零电压开关（ZVS）能力等优势，有源钳位正激变换器及其衍生拓扑在工业界备受青睐。此外，得益于输出电感的存在，该拓扑二次侧导通损耗较低——这对于高电压变比变换器至关重要。然而，其一次侧开关管承受的电压应力高达输入电压与钳位电容电压之和。同时，有源钳位正激变换器中变压器存在较大的直流偏磁电流，这不仅增加了磁芯损耗，还可能增大变压器体积。为克服这些局限，已有研究探讨了引入辅助开关和改进变压器设计的优化型有源钳位正激拓扑。 基于半桥与全桥的隔离型 DC–DC 变换器族分别如图 8(b) 和图 8(c) 所示，大多数高电压变比隔离型 DC–DC 变换器均可设计为变压器一次侧连接半桥或全桥电路的形式。变压器二次侧通常采用倍流整流器（见图 8[b] 红色阴影区域）、全桥整流器（见图 8[c] 橙色阴影区域）、中心抽头整流器（见图 9[a] 黄色阴影区域），或由这两种整流器演进而来的更先进拓扑。如图 9(a) 中心抽头整流器示例所示，二次侧整流二极管可用有源器件（同步整流管）替代以提升性能。图 8(c) 所示拓扑亦被称为移相全桥（phase-shift full-bridge）变换器。该拓扑以变压器无直流偏磁电流、开关管电压应力低而著称。图 8 所示的电路拓扑均工作于非谐振状态，归类为非谐振变换器。因此，这类变换器的软开关范围较为有限。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrT8rhPhQcU5C4tHtAC4phkHrIkvLM5br1Ab7JQgxSn9o4mtJJZ3pTPUhgt8JTcJVyBlWQhia9tO5nfTUibYkicffyGZBU8pFI9FTc/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrRuxt7I6ZW8T4YBQSgOJXCu7GjEnlR0ZiaHVygogCQJVJcODtLdBLicrHgK8ym8j0LNBKN8mgf6o6VXRBibBUTfhfHV0cvZ24f49Y/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图9：负载谐振型 DC–DC 变换器。(a) LLC 谐振变换器；(b) Sigma 变换器，其中 LLC 变换器（黄色区域）与 Buck 变换器（蓝色区域）以输入串联–输出并联（ISOP）方式连接。 2) 谐振变换器： 谐振变换器是指内置 LC 谐振腔、能够实现宽软开关范围的变换器。其中应用最广泛的当属如图 9(a) 所示的 LLC 谐振变换器。谐振电容（见图 9[a] 紫色阴影区域）与隔离变压器串联连接，与变压器漏感产生串联谐振。LLC 变换器族因其一次侧所有开关管天然具备零电压开通（ZVS）能力、变压器无直流偏磁电流以及钳位输入电压下器件应力低等优势而备受关注。然而，该拓扑对输入电压波动较为敏感，当输入电压发生显著偏离时，变换器将被迫工作在次优状态。因此，LLC 变换器的一大主要局限在于其输出电压调节能力较差（对输入电压敏感），这使其难以直接适配数据中心 IT 负载的需求。一种潜在的解决方案是增设一级高频 Buck 变换器，如图 9(b) 所示。在该称为 Sigma 变换器的电路中，LLC 变换器（见图 9[b] 黄色阴影区域）承担绝大部分功率传输，而 Buck 变换器（见图 9[b] 蓝色阴影区域）则负责精确调节输出电压 Vout。 尽管 LLC 变换器是隔离型变换器中的主流方案，但在更高电压应用中仍面临挑战。当谐振电容（见图 9[a] 紫色阴影区域）参与谐振时，其承受的电压可能数倍于输入电压 Vin。随着输入电压 Vin 的升高，谐振电容的耐压等级也必须相应提升，导致可选器件受限且成本增加。此外，电容是电力电子系统中的薄弱环节之一，这也引发了人们对谐振变换器族可靠性的担忧。作为替代方案，由 De Doncker 首次提出的双有源桥（DAB）变换器族，正日益受到高压大功率应用领域的重视。 3) 双有源桥变换器： 典型 DAB 变换器的原理图如图 10(a) 所示。由于 DAB 变换器工作在非谐振模式，其元器件承受的电压与电流应力相对较低，这一特点使其非常适用于高功率场合。DAB 变换器在定频运行下亦具备优异的可控性，其主要控制变量为移相角。此外，DAB 变换器支持双向功率流动。当一次侧电压极高时，可采用多电平拓扑，例如图 10(b) 所示的中性点钳位（NPC）变换器。然而，DAB 变换器在轻载条件下容易失去 ZVS 能力，导致效率下降。对于存在动态负载的数据中心应用而言，其在低负载下软开关范围受限的问题不容忽视。同时，DAB 变换器存在固有的环流（或称无功功率），会导致电流峰值增大并产生额外损耗。为缓解这一问题，需采用更先进的控制策略，如双移相控制（dual phase- shift control）。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrTRFjIkI7fcwtniadNjhmC1noqSG6YGmTRias6dWAxf86uV4chG5zt73HKNNhFtoKGIr3VnVAicuTwFd3L19Mes5lFA7FBU2wVuu8/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrSqp1ibxWxibG97RPXa6qDQ6XENvm6yyoHHQqQlQWIlBCZZbzLriaUYLw3TSmWIdyGUVVuHHaqjC9A1XIiaxjvAPx1iawpj4ia7iaxjRA/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图10：双有源桥（DAB）变换器。(a) DAB 变换器原理图；(b) 一次侧采用多电平变换器（即半桥式中点钳位变换器）的 DAB 变换器。 4) 基于变压器的变换器配置方案： 基于变压器的变换器拓扑具备一个引人注目的特点，即配置的灵活性与模块化特性，这对实现高电压变比的变换器极为有利。在高电压降压应用中，输出电流极大，这促使设计者采用能够降低电流应力的整流拓扑（如图 8[b] 的倍流整流器与图 9[a] 的中心抽头整流器），或将变换器的输出在变压器二次侧进行并联。这种并联连接有效降低了单个变换器所承受的高电流应力。 不同的输出并联配置方案如图 11 所示。尽管这三种配置均将二次侧变换器的输出并联，但其一次侧绕组的连接方式各不相同。第一种配置（见图 11[a]）为输入串联–输出并联（ISOP）结构，即一次侧变换器的输入端串联，而二次侧变换器的输出端并联。ISOP 结构不仅分担了高输出电流，还将高输入电压分摊至串联的一次侧各变换单元，从而降低了一次侧单个变换器的电压应力。文献 [XX] 通过配置多个 DAB 变换器，演示了一种面向数据中心应用的高降压比变换器。提出了一种用于数据中心托盘级 PDN 的 800 V 转 12.5 V DC–DC 变换器，该变换器正是基于 ISOP 结构的 LLC 谐振变换器。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrSU4w9nxOictCB8LMC6x0XYBAQTibASsWQDE7nMvT2dyskgsqZJibPVoVavic82Y6El0gjtO3Bx7VxCxuczuXQRgnSUotJPuCZkVAA/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrQILqyEGJDOE2dictt385HukkhYvqg48M0YYm6oZ15UxqzvIicJKrfztatdHAK7MiaXmmXg2IQibJhvSicicYOsrbBjc90GM3W3WtFkE/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrRJNyDnEEhVbILGlMvHYou5I2ZjeJO2TszEtsKMs36UKWLXtgVj0Mx2mXf6qUSbHE7tS0AAuDWhDSEIZZ3DjyWHVLGRHtHjtiaI/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图11：基于隔离变压器的变换器的各种输出并联配置。(a) 配置 1：变换器级输入串联–输出并联（ISOP）连接；(b) 配置 2：单一一次侧变换器与二次侧并联变换器，次级变压器绕组磁耦合；(c) 配置 3：单一一次侧变换器与二次侧并联变换器，采用 ISOP 方式连接的变压器绕组。次级绕组通过独立磁芯实现磁路解耦。 ISOP 结构具有极高的模块化与可扩展性，因为它是一种变换器级的配置方案。隔离型变换器中的变压器无需重新设计，可直接沿用传统的隔离型变换器作为基本构建单元。然而，该配置所需元器件数量较多，可能导致系统体积、重量及成本的增加。ISOP 结构非常适用于对模块化程度和高冗余度有严格要求的大降压比应用场景。 第二种配置采用改进的变压器设计，如图 11(b) 所示。 与图 11(a) 所示的 ISOP 配置不同，该方案仅包含一个一次侧变换器，显著简化了系统整体架构。其次级绕组耦合于同一磁芯之上，仅需对变压器设计进行极小改动。然而，由于次级绕组之间存在磁耦合，当并联的次级侧变换器出现参数失配，或其开关动作不同步时，该配置会产生环流。因此，此方案需要复杂的控制策略来抑制环流。 第三种配置通过使用独立磁芯将次级绕组解耦，如图 11(c) 所示，从而避免了并联次级变换器之间的环流问题。应用于高降压比 LLC 变换器（见图 12）。由于次级绕组在磁路上相互解耦，并联的次级变换器可采用异步方式运行，这不仅提供了更大的控制灵活性，还能通过载波移相调制有效降低输出电压纹波。这种变压器配置通常被称为矩阵变压器（matrix transformer）。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrQ2g8Pp9jGBvribPoC6agjibv3CTicF9JrRwIk47AJ7TpgsTvniacISFm4sqhyj5oQVlrzZAiaIhqXyrdq1rI8hPDFibNzTWUxXnYAib8/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图12：采用配置 3 的高降压比 LLC 变换器。该配置的次级绕组在磁路上相互解耦。 5）矩阵变压器与集成磁件：如前所述，矩阵变压器（即图 11[c] 中的配置 3）采用一次侧串联、二次侧并联且磁路解耦的结构。该结构不仅保证了相间的自然均流，还彻底避免了次级变换器之间的环流问题。如图 13 所示，相较于传统设计，矩阵变压器还能实现更低的封装高度（即更薄型化）。 在传统变压器中，电压与电流遵循 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrTpIzEh1WrM5nibu8CTa7ZfahicL9AJpotGyjE4yqqvJOwddVSVKwJiaTNSqbfibWqgmibTpBqkgTHFLY4TMYL0yJiaw9MgFazic1KPoM/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 在矩阵变压器（图 13[b]）中，NCore 个单元变压器共用一组串联的一次绕组。一次电压被均分，因此每个单元承受的电压为 VP/NCore。若每个单元的匝比为 NP:NS，则各单元的次级电压为： ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrQZB8fhICxZCox2YowZFCrTp35cSODXmoursiawTibe14LFcPDfWXpfGxWsibkFKliaqnNibyDiaTlXmq0npiaqjQPv8kEJOP6P4TvUks/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 在单元一致且耦合理想的条件下，每个单元的次级电流为： ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrRbZlcVibyXalBOVqJptKNZCmBsjnwJqkQjXbmnopMxuD1uY872fJzksc6LGM6aqW1LTqYaoa5pvXxPBnsd1wfmneCH6kRhxP5U/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 由于各次级绕组在相等电压 vS=vSk 下并联，总输出电流为： ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/mmbiz_png/LUcPicZ9wicrTAXiaLlhKoNtHF01ib9uiaBoUqQZSQVT4GEN5djicbzhYTSHYmc1Jxib8RyOKDAkldphU1mhEMaeVKkDrUmddaqMniaaibbDlK8iacFJg/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 此时，等效匝比变为 NCoreNP:NS。这意味着无需增加单个磁芯上的物理匝数，即可实现极高的降压比。这种方式有效减少了绕组层数，显著降低了变压器的整体高度。 通过将磁芯拆分并将次级电流分散至多个单元，矩阵变压器非常适用于需在12V及以下电压等级输出数百安培电流的应用场景。为了进一步提升功率密度，矩阵变压器常采用集成磁芯结构，以消除独立磁芯间的无效死区、减少元件数量并最小化绕组损耗。 基于集成 PCB 绕组的设计已实现超过 98.8% 的效率，且绕组损耗显著降低。借助电阻矩阵建模，可优化导体几何形状与交错布局，从而获得最小的交流电阻。 提高开关频率虽能缩小磁件体积，却会使磁芯损耗呈非线性增长，因此几何结构优化至关重要。磁柱形状、窗口利用率及气隙位置均对磁通分布与涡流损耗有显著影响。圆截面磁柱或“蛇形磁芯”（snake-core）PCB 结构能够缩短绕组长度并使磁通分布更均匀，从而在兆赫兹级高频工况下同时降低铜损与磁芯损耗。然而，若不对磁芯截面积与磁通密度进行重新优化，单纯拆分为多个磁芯反而可能增加总磁芯损耗。 表II：不同类型高压降压变换器的比较 拓扑类别 Buck衍生型 混合SC型 基于变压器的类型 效率 中等 低（存在电荷共享损耗） 高（软开关） 功率密度 低 非常高 中等 控制性能 非常高 低（固定变比） 中等 电压转换比 中等 非常高 高 galvanic 隔离（电气隔离） 否 否 是 对于需要精确电感值以实现软开关的谐振变换器，矩阵变压器同样支持深度集成：(i)通过在多腿磁芯或修改对称结构的磁芯中引入可控漏感，可直接利用漏感作为谐振电感，省去独立的电感元件；(ii)矩阵电感将电感量横向分散至多个单元，降低了单层的交流应力，并改善了温度分布的均匀性；(iii)采用集成堆叠结构，将变压器与谐振电感共置于同一磁芯/PCB 之上，可有效缩减电流环路面积，降低互连损耗，并进一步压缩整体封装高度（z-height）。 ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrS6ibQOibpKw1gG5tttJ9ThUIZ3PWXzbfLoy9rHGftrajYjWOd8v1GEtHUbAvaKUyibEYFxib0Tib1XrMs3nCKCHlUEVefGCoc69Nx8/640?wx_fmt=png&from=appmsg) ![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_png/LUcPicZ9wicrSibluYeQgj5Nug7RcK55ZrjRzWX9XFlSPmNLWAkDRuNVCtBu7BRpl6ic6PO8nh7QEMVExVicSx5icjxKyJYOrVFiczqJSLAqFWvDlk/640?wx_fmt=png&from=appmsg) 图 13：传统变压器与矩阵变压器的高度对比。(a) 传统变压器；(b) 矩阵变压器。 E. 面向新一代数据中心的 LV-PDN 设计展望与未来方向 前文各小节综述了适用于高降压应用的不同LV-PDN 架构及文献中的前沿 DC–DC 变换器拓扑。三类 DC–DC 变换器拓扑的对比详见表 II。 LV-PDN 及其变换器的设计，需通过创新性地融合上述不同类型的变换器来实现——既要最大化各自优势，又要规避其固有局限。例如，将混合 SC 网络与 DAB 变换器（即基于变压器的 DC–DC 变换器类别）相结合，实现了 1,500 V 至 48 V 的电压转换。其中，混合 SC 网络负责输入电压的大幅预降，而级联的 DAB 变换器则负责输出电压的精密稳压。该 DC–DC 变换器充分发挥了混合 SC 网络的高效变比能力，以及 DAB 变换器的优良控制特性与电气隔离功能。针对 LV-PDN 变换器的设计，应深入探索这三类基础降压变换器的多样化组合与配置方案。 声明：文章来源DeepKnowledge，点击阅读原文可查看中英对照版本。转载仅供读者学习参考，不代表CDCC观点，如有侵权请联系我们，24小时内删除。 精彩内容不容错过，加关注并加星标 往期回顾 [“2026数据中心算电协同大会暨第三届中国电力行业数据中心高峰论坛”将于12月16-17日在广州召开](https://mp.weixin.qq.com/s?__biz=Mzg4OTA3Mzk1Nw==&mid=2247579691&idx=1&sn=1744d137fb1a5e268b3eb57c64db6fd8&scene=21#wechat_redirect) [浅谈华南沿海A级IDC机房机电施工与交付管控要点](https://mp.weixin.qq.com/s?__biz=Mzg4OTA3Mzk1Nw==&mid=2247580156&idx=1&sn=22f9c27da08c07d3b69ca53def419bd3&scene=21#wechat_redirect) [乌兰察布“绿电直连”模式拆解，数据中心算电协同到底怎么干？](https://mp.weixin.qq.com/s?__biz=Mzg4OTA3Mzk1Nw==&mid=2247580139&idx=1&sn=5759e34f3277d89406365f75bc4477d9&scene=21#wechat_redirect) [![图片](https://mmbiz.qpic.cn/sz_mmbiz_jpg/5mTDbcBlp9mhyKOqibKpNp9I2hkyibosvlcOIf4mJ5br7AggqVYwEBoJHpyggZ8p5fCX4nDWBlo201OJpV24yw63Sp52T7BibV0SVvjvC9Y3H4/640?wx_fmt=jpeg&from=appmsg)](https://mp.weixin.qq.com/s?__biz=MzA4MzUwNzEwOA==&mid=2651017586&idx=1&sn=ea215a952e1bb5f28d33b6048e1050f3&scene=21#wechat_redirect)